在温度变化、三极管老化、电源电压波动等外部因素的影响下，将引起静态工作点的变动，严重时将使放大电路不能正常工作，其中影响最大的是温度的变化。

这样一个共射放大电路，从晶体管内部电流的分配关系上，知道上式。基于他的直流通路，我们知道 I_B 等于U_CC减去U_BE 比上RB。在这个式子里，电源电压U_CC和电阻R_B 都是性能比较稳定的器件，可以认为在温度变化的时候，两个参数不会出现变化。而其他另外三个参数，β、U_BE和 I_CBO 都是对温度敏感的参数，

★ 温度对U_BE、β 和 I_CBO 的影响的影响

温度的升高，会使得输入特性曲线，向左移动。也就是温度每升高一摄氏度，温度每升高 1度，UBE将减小 -(2～2.5)mV。温度每升高一摄氏度，β 就将增大0.5%-1%。这就意味着当温度升高的时候，输出特性曲线会向上移动，同时间距会拉大。而由于I_CBO是由少子漂移产生的反向电流，因此它的温度就更加敏感了。温度每增加十摄氏度。I_CBO就像增大一倍。由此可见，当温度升高的时候，U_BE 会下降，β 和I_CBO会增大。这样的变化带入I_C 的表达式，就会发现，当温度升高的时候，客观产生的现象是I_C 将会增大。而这反映在我们的特性曲线上就可以发现，当温度升高的时候，静态工作点将会随着特性曲线的向上移动，而沿着负载线上移。

稳定静态工作点的途径

（1）从元件入手
选择温度性能好的元件；
经过一定的工艺处理以稳定元件的参数，防止器件老化。

（2）从环境入手
采用恒温措施

（3）从电路改进入手
采用温度补偿
引入反馈

稳定静态工作点的典型电路及其原理

稳定静态工作点的思路就是在温度升高的时候减小 I_B 从而把本应升高的 I_C 再降下来。

（1）二极管温度补偿电路

在固定偏置电路中，基于基尔霍夫电流定律，在基极R_B 节点上进行分流，就可以达到减小 I_b 的效果。基于此可以利用同样对温度敏感的元件。例如，二极管来构成温度补偿电路。此时基于基尔霍夫电流定律，I_Rb = I_R+ I_B 。而由于固定偏置电路的 I_Rb 基本确定，当温度升高的时候在引起 I_C 增大的同时，根据二极管的特性分析，温度升高会导致二极管的反向电流 I_R 增大，由于I_RB 固定不变，I_B 自然就会减小，而 I_C 等于βI_B 将本应升高的 I_C 降下来，保持了静态工作点的稳定。

（2） 直流负反馈Q点稳定电路

此时I_B 不在是与温度无关的量，由于β 的出现，使得当温度升高的时候，I_C 变大的同时，β 也会增大，就会导致 I_B 减小，从而将本应升高的 I_C 降下来，起到了稳定静态工作点的效果。

在此过程中，R_e 是关键，正是R_e 响应了 I_C 的变化，在 I_C 增大的时候抬高了射极电位V_e 。减小了I_B，达到了稳定静态工作点。

将R_B1 和R_B2 取代了原来的基极电阻R_B，对于电源U_CC 来说，R_B1 和R_B2 是一种串联分压的形式。故此电路就叫做分压偏置共射放大电。如果合理地选择各种器件R_B1 和R_B2，使得电路中的电流和电压满足 I₂ >>I_B ，V_B >>U_BE，I₂ 也就是R_B2 上的电流远远大于基极电流 I_B ，而 V_B 也就是基极电位远远大于U_BE，那么就可以通过V_B 点的基尔霍夫电流定律，就可以认为基极这条支路视为开路。基于左边支路的串连分压关系，就可以上图中 基极电位 V_B 的表达式。通过此式可以看出V_B 都是由电阻、电源确定的，都是与温度无关的比较稳定的元件，所以在这种情况下，温度变化的时候基极电位基本恒定。在此前提下，当温度升高的时候，I_C 将会增大。而I_C ≈ I_E ， I_E 是R_E上的电流，必然导致 R_E 上的电压降会增大，也就是会抬高射极电位V_E 。由于基极电位V_B 是几乎与温度无关的一个固定量，所以V_B 减 V_E ，也就是U_BE 将会出现下降的趋势。从而根据晶体管的特性曲线知道U_BE 变小 I_B 自然就会变小，从而最后将本应升高的集电极电流 I_C 降下来，起到稳定静态工作点的作用。通过此过程可以看到，这个分压偏置稳定静态工作点主要有两方面，一个是通过串联分压稳定了基极电位V_B ，而另一个则是有赖于R_E 引入的直流负反馈。

（3）引入负反馈和温度补偿稳定Q点

将以上两种方法结合起来，一起达到稳定静态工作点的目的。例如下图中的两个电路就是采用了二极管和热敏电阻进行温度补偿，同时结合R_E 的直流反馈来稳定静态工作点。

这里需要注意的是在这样的二极管的补偿电路中，二极管的连接方式和之前的二极管连接方式是不同的，它在阳极接在基极上。此时利用的是二极管正向特性对温度的敏感性。根据二极管温度特性当温度升高的时候，二极管的正向特性将左移。此意味着二极管的端电压U_D 将下降。那这样一来，由于二极管正极节点的电压减小，必然会使得基极电压V_B 也变小，同时由于射极电阻R_E 的存在，使得温度升高的时候，射极电位V_E 将会被抬高 。一增一减，从而使得U_BE 变小，U_BE 的减小带来 I_B 减小，最终使得 I_C 减小，稳定静态工作点。

分压偏置共射放大电路的静态分析

方法一 戴维南等效电路法

首先可以将输入回路视为一个有源的二光头网络，就可以利用戴维南等效定理将其等效为一个电压源和电阻的串联，根据戴维南定理，这个等效电阻R_B 应该是这样一个有源网络中将信号源置0 以后的等效电阻，将V_CC 对地短路，就可以知道此时的等效电阻R_B 显然是R_B1 并上R_B2，电源UB是这样一个端口的开路电压，显然是R_B1和R_B2的对U_CC 的串联分压。
根据输入回路的电压方程，就可以得到唯一的未知数 I_BQ 的表达式，进而得到I_CQ 和U_CEQ 。根据之前结论这个分压偏置之所以能够稳定静态工作点，其中一个重要因素，就是因为基极电位是一个与温度无关的恒定量，我们重点来考察一V_B这样一个参数。根据回路的方程，知道V_B =U_BEQ +（1+β）I_B R_E ，结合I_BQ 的表达式，就可以得出一个非常重要的结论。当（1+β）远远大于R_B 的时候，此时V_B ≈ U_BB ，也就是约等于U_CCR_B2 /(R_B1+R_B2。从而满足固定基极电位的需求。因此，这个条件跟上面引入的 I₂ >>I_B ，V_B >>U_BE 的条件是等价的。工程上，通常将该关系式作为分压偏置电路的稳定偏置条件，也是选取R_B1、 R_B2和R_E的依据。

方法二 估算法

根据我们电路稳定偏置条件，也就是 I₂ >>I_B ，V_B >>U_BE，那此时根据V_B 节点的基尔霍夫电流定律，基极之路视为开路，在这样一种条件下就可以得到 V_B 的表达式，进而在基于R_B2、R_E支路的电压方程，率先求得 I_E 而 I_C ≈ I_E，反过来，再利用 I_C = βI_B 的表达式，求出I_BQ 最终基于输出回路求取U_CEQ 完成静态分析。
关于RE的讨论

★R_E越大，负反馈越强，电路温度稳定性越好
★R_E 上的电流就是输出电流I_C 。因此R_E太大其功率损耗也大
★R_E 增大，V_E增高，使U_CE减小，U_CEQ 的位置将会影响最大不失真输出电压，而U_CEQ 减小必将导致电路动态范围变窄，减小了最大输出电压幅度。若想在R_E 增大的同时任然保持原来的动态范围不变，就必须增大 V_CC。因此RE不宜取得太大。在小电流工作状态下， RE可取几百欧到几千欧；大电流工作时， RE为几欧到几十欧。

分压偏置共射放大电路的动态分析

首先获得交流通路，将交流通路中的三极管替换成 h 参数等效模型就可得到微变等效电路。

输入电阻由于R_B1和R_B2通常远远大于r_be，所以约等于r_be。

R_B1和R_B2串联分压确定基极电位V_B，R_E引入负反馈稳定静态工作点。

旁路电容C_E 比较大，通常在几十uF左右，在交流作用下可以理想认为他短路。如果没有这个旁电容对放大电路的静态性能没有影响。
在动态性能方面如果去掉这个旁路电容，R_E 就将会出现在微变等效电路中。就会影响放大电路的动态性。首先，看电压放大倍数。方法仍然是相似的，利用 i_b 来表示U_O 和U_I，进而得到电压放大倍数。通过输出回路，可以看到U_O 是R_C和R_L 两个并联电阻上的电压，而两者的总电流就 βi_b，所以仍然可以得到上图中u_o的表达式，再来看看输入电压 u_i 。i_b 是蓝线支路上的电流，u_i 则是上下两点之间的电压降，所以就可以用上图中u_i 方程用 i_b 来描述 u_i，而这部分的电压显然有两部分组成，一部分是 r_be 上的电压降，是r_be i_b ，另外一部分则是R_E 上的电压降，这里要注意R_E上的电流是（1+β）I_B，写出表达式就反映了u_i 和 i_b 的关系。将两者相除，根据定义就可以得到这个电路的电压放大倍数如上图所示。显然，跟前面的固定偏置放大电路的电压放大倍数不一样了，而且通常情况下（1+β）R_E 远远大于 r_be ，β 和（1+β）又相差无几。经过变化以后，电压放大倍数就是：A_u = - R’_L /R_E。这意味着，此时的电压放大倍数与晶体管的参数没有多大关系，而只与比较稳定的电阻有关，这就意味着电路放大倍数的稳定性得到了大大的提高。
输入电阻仍然是输入端口看进去的等效电阻，由于R_B1 和R_B2 的并联支路的阻值已经确定，故R_i = R_B1 // R_B2 // R’_i 。R’_i 仍然是端口电压比上端口电流。他的端口电流就是i_b， 而端口电压就是U_i 。而U_i 和i_B 上已经得到了u_i = i_br_be +(1+β) i_b R_E 这样的表达式，可推出R’_i 的表达式是：R’_i = r_be+（1+β）R_E 。所以这样一种电路的输入电阻就等于下图中的形式。而输出电阻仍然是可以利用三步走的方法来进行求解。求解后的结论仍然是R_C 。将有旁路电容和没有旁路电容的结果加以对比。可以看到，当电路中存在着旁路电容的时候，放大电路的动态性能与固定偏置放大电路没有区别。当去掉旁边的时候，放大倍数出现了变化，是由于分母中（1+β）R_E 的存在，使得电压放大倍数减小了。但同时又使得稳定性大大提高了。在显然去掉了旁路电容以后电路的输入电阻大大地提高了，而输出电阻则保持不变。那为什么一个旁路电容就会对电路的性能产生这么大的影响呢？原因就在于，如果没有这个旁路电容C_E ，那么R_E 就将引入交流负反馈。必然会对电路的动态性能产生各种影响。
此时我们可以看到，显然，这样一个旁路电容对电路的性能的影响有好有坏，他在提高了稳定性，增大了R_i 的同时，又损失了电压放大倍数。那么在具体的电路的设计中，可以将电阻R_E 一分为二，一部分并上旁路电容，那此时显然对交流性能有影响的只有R_E1 。那这就是一个比较常用的分压偏置共射放大电路。就可实现放大倍数不会损失过多，又能够在一定程度上抬高输入电阻。

在实际应用中对于这样一个电路，还应该注意以下一些问题

1. 为了保证分压偏置放大电路能够稳定静态工作点，应合理选择元件参数，满足
   以下两个条件：I₂ >>I_B V_B >>U_BE （实际电路中通常取 I₂=10I_B V_B =3U_BE）
2. RE不宜取得太大。在小电流工作状态下，可取几百欧到几千欧
3. 若要调整分压偏置放大电路的静态工作点，通常的方法是调整上偏置电阻R_B1。
   10I_B V_B =3U_BE）
4. RE不宜取得太大。在小电流工作状态下，可取几百欧到几千欧
5. 若要调整分压偏置放大电路的静态工作点，通常的方法是调整上偏置电阻R_B1。
6. 若分压偏置放大电路的静态工作点正常，而放大倍数严重下降，应重点检查旁路电容C_E是否开路或者失效。